L’isolateur RF – fonction, caractéristiques et comportement
The Care and Feeding of the R.F. Isolator
Par Monsieur William F. LIESKE, fondateur d’EMR Corporation, 1999
Introduction
Au cours des cinquante dernières années, voire plus, le nombre de récepteurs et d’émetteurs présents sur les stations radio a augmenté à maintes reprises.
Le nombre d’antennes placées sur les pylônes et les sommets des bâtiments a également augmenté, malgré l’emploi des techniques de multi-couplage émisison/réception.
De même que les techniques de modulation sont passées de l’analogique au numérique, les effets des interférences sur les signaux de réception résultant du mélange des signaux émission à la fois numériques et analogiques dans les étages des amplificateurs de puissance deviennent encore plus problématiques que dans le passé.
L’utilisation appropriée d’isolateurs R.F. avec des dispositifs de filtrage complémentaires devient encore plus importante, au moment où se poursuit ce progrès technologique.
Le but de ce bulletin est d’examiner les caractéristiques des isolateurs RF et de leur fonctionnement et de discuter des façons dont ces composants sont utilisés pour contrôler les interférences dues aux produits d’intermodulation et pour apporter d’autres avantages.
Une meilleure compréhension des isolateurs R.F., de leurs avantages, leurs limites et faiblesses et les meilleures façons de les employer sera reprise dans ce bulletin.
Qu’est-ce qu’un isolateur RF ?
Ce composant a été utilisé dans les systèmes de radiocommunications mobiles (sans fil) pendant plus de sept décennies, depuis avant les années 50.
Leur besoin a augmenté de façon quasi exponentielle depuis que les systèmes multicanaux complexes se sont développés, en particulier au cours des cinquante dernières années.
Dans beaucoup d’endroits la disponibilité d’emplacements adéquats pour le fonctionnement de ces systèmes est limitée par les caractéristiques géographiques, provoquant le regroupement jusqu’à des centaines de systèmes d’émission-réception sur un même site.
La plupart des amplificateurs de puissance R.F. en usage aujourd’hui sont de type semi-conducteurs, utilisant des transistors de puissance ou des composants à effet de champ ( FET).
La nécessité d’un niveau élevé d’amplification détermine que ces composants fonctionnent en mode « Classe C ».
Il en résulte un état non-linéaire dans lequel les signaux d’un ou de plusieurs émetteurs voisins peuvent être couplés à un l’amplificateur en question et se mélanger avec le signal désiré pour produire des signaux parasites indésirables.
Les signaux parasites peuvent résulter des produits générés par le mélange des fréquences fondamentales et / ou les différentes harmoniques des signaux constitutifs.
Bien trop souvent, les signaux indésirables tombent sur ou à proximité de canaux de réception du site radio et sont suffisamment forts pour provoquer une interférence destructrice del’acheminement normal de la réception souhaitée de la voix et des données.
Ce phénomène de mélange de signaux est appelé intermodulation ou interférence « IM ».
Les isolateurs sont l’un des éléments clés utilisés pour aider à contrôler cette forme d’interférence.
Les isolateurs, ainsi que les cavités résonatrices, les filtres d’harmoniques ou les filtres passe-bas, fournissent une solution à ces problèmes de brouillage qui autrement mettraient à mal l’efficacité des communications.
Les isolateurs sont devenus un outil important utilisé dans la gestion moderne des sites de radiocommunications et contribuent au travail de contrôle des interférences.
Les isolateurs : ce qu’ils sont, comment ils fonctionnent
L’solateur R.F. de base est fabriqué à partir d’un composant appelé circulateur muni d’une charge bouchon adaptée (voir figure 1).
Le circulateur est composé de matériaux ferrite, d’aimants, d’inducteurs et de condensateurs selon la bande de fréquences, la puissance d’entrée, et l’application prévues.
Figure 1
Légende : Circulator + Load Termination
Circulateur + Charge
Input Port : port d’entrée ; Output Port : port de sortie
Load Port : port de la charge ; Isolator : Isolateur
Les meilleurs modèles sont réalisés dans un boîtier en acier résistant, offrant une haute immunité aux influences magnétiques extérieures.
On prévoit également une compensation thermique fine afin de limiter la dérive en fréquence en cas de cycles d’utilisation prolongés et de températures ambiantes élevées.
La charge bouchon est typiquement constituée de béryllium en forme de tige ou encore rectangulaire sur lequel du carbone a été plaqué de façon spéciale avec des contacts adéquats, le tout formant une résistance de dissipation de puissance RF.
Cet élément est disposé dans un boîtier adapté fait de cuivre, d’aluminium ou de laiton, équipé d’ailettes de rayonnement de chaleur pour contribuer à sa dissipation.
Cette combinaison d’un circulateur et d’une charge bouchon constitue un composant qui conduit la puissance RF depuis la sortie d’un émetteur vers la ligne d’antenne, avec une très faible perte de puissance due à l’atténuation.
Tout signal RF qui est réfléchi à partir de l’antenne en raison d’un décalage ou d’un désaccord en fréquence ou par couplage dans l’antenne d’un signal provenant d’autres antennes émettrices voisines, « verra » un affaiblissement de propagation (path loss) élevé vers l’émetteur mais un chemin à faibles pertes vers la charge bouchon (voir Figure 2).
Figure 2
Légende : Ferrite discs : disques de ferrite
Junction : jonction
(Center Conductor) (Conducteur central)
Magnets : aimants
Input Port : port d’entrée
Output Port : port de sortie
Load Port : port de la charge
Low loss in direction of arrow, high loss in reverse direction
Faibles pertes dans le sens de la flèche, pertes élevées dans le sens inverse
Lump Constant Circulator Arrangement
Disposition du circulateur à Constantes Localisées (lumped-constant)
La puissance réfléchie est empêchée d’atteindre l’étage d’amplification de l’émetteur de puissance où elle pourrait nuire au bon fonctionnement de l’étage d’amplification.
Au cas où un signal est couplé, le mélange dans le dernier étage de l’amplificateur de puissance est contrôlé, réduisant ou éliminant les signaux connus sous le nom d’intermodulations (IM).
Les produits d’intermodulation sont générés lorsque deux ou plusieurs signaux sont mélangés ensemble dans n’importe quel composant électriquement non linéaire (par exemple une diode).
La plupart des amplificateurs modernes à semi-conducteurs emploient des transistors ou des transistors à effet de champ (FET) fonctionnant en classe « B » ou « C » dans un but d’efficacité électrique.
On les considère comme des mélangeurs de signaux efficaces, présentant souvent moins de 10 dB de pertes de conversion dues au mélange. (1)
(1) Les pertes de conversion sont la différence entre la force moindre des deux signaux mélangés ensemble et celle relative du ou des produits hétérodynes en résultant.
L’isolation entre le système d’antenne et un amplificateur de puissance peut être fournie par un isolateur à un seul étage.
Cette isolation est d’au moins 20 dB et quant aux isolateurs de qualité supérieure, elle est souvent supérieure à 30 dB.
On peut placer les isolateurs en cascade pour obtenir les isolations nécessaires au système et il faut alors prendre en compte et les pertes d’insertion et les propriétés d’isolation de chaque unité employée.
On trouve aujourd’hui sur le marché des isolateurs à double ou triple section, offrant jusqu’à 100 dB d’isolation.
Les pertes d’insertion typiques sont en-dessous de 0,3 dB et peuvent être aussi basses que 0,1 dB par jonction pour les isolateurs de haute qualité.
Différents types de Circulateurs et d’Isolateurs
Dans la pratique, on trouve deux types de circulateurs :
Les circulateurs à distribution constante (parfois appelés à constante « distribuée ») et ceux à distribution localisée (Lumped Constant).e coupling method used to apply and recover R.F. energy from the ferrite material.
La différence entre ces deux types de circulateurs réside dans la méthode de couplage employée pour utiliser et récupérer l’énergie RF du matériau ferrite.
Dans le type à distribution constante, deux niveaux de ferrite relativement importants sont disposés en triangles minces, ou encore en disques ou enfin en formes hexagonales.
Un conducteur à trois bras est intercalé entre ces entités ferrite.
Cet élément, dénommé « conducteur central» ou «jonction», se connecte à des bornes, c’est à dire typiquement, à des connecteurs coaxiaux.
Figure 3
Légende : North Pole : pôle nord
Upper Magnet Pole Piece : élément du pôle magnétique supérieur
Upper Magnet : aimant supérieur
Upper Magnet Ground Plane : plan de masse de l’aimant supérieur
« Y » Junction : jonction Y
Ferrite Garnet : ferrite à structure grenatique – Discs or Triangles : disques ou triangles
Center Conductor : conducteur central
Lower Magnet Ground Plane : plan de masse de l’aimant inférieur
Lower Magnet : Aimant inférieur
Lower Pole Piece : élément du pôle inférieur
Magnetic Flux Orientation : orientation du flux magnétique
See text for explanations of elements and their circuit functions.
Voir le texte pour des explications sur les éléments et les fonctions du circuit
Comme on le voit sur la figure 3, des aimants plats, modifiés et polarisés sont disposés avec des « plans de masse » en acier doux et des « éléments poliares » afin de concentrer le flux magnétique à travers le montage, faussant magnétiquement le matériau de structure grenatique.
Ce montage est ensuite placé dans un boîtier équipé de trois connecteurs coaxiaux, devenant ainsi un circulateur à simple jonction.
On dispose les montages à deux jonctions dans un boîtier unique pour en faire une unité double et pareillement pour les circulateurs à triple jonction qu’on dispose au sein d’un seul boîtier.
De ce fait, on réalise des économies significatives en terme de matériaux, et la performance obtenue avec des unités multi-jonctions est meilleure comparativement à l’emploi de deux ou trois unités simples reliées ensemble par des câbles ou des adaptateurs.
Des vues d’un isolateur double EMR Corp. de puissance moyenne sont présentées en figure 4.
On utilise des isolateurs de ce même type pour des puissances d’entrée d’émetteurs allant jusqu’à 150 watts dans les bandes de fréquences de 66 MHz à 1,3 GHz.
L’isolateur représenté comporte une charge bouchon de 30 watts à la section d’entrée et une autre de 60 watts à la section de sortie.
Les choix des puissances des charges seront discutés plus loin dans ce bulletin.
Figure 4
Légende : Dual R.F.Isolator : Isolateur double RF
Input : entrée ; Output : sortie
Load #1 : charge n° 1 – Load# 2 : charge n° 2
Model: 8650/34 Freq: 865.9125 MHz : Modèle : 8650/34 Fréq : 865,9125 MHz
8000 Series R.F. Isolator : isolateurs série 8000
Model 8350 /34, 66 -108 MHz.
Model 8450/34, 118-225 MHz.
Model 8550/34, 406-520 MHz.
Model 8650/34, 806-960 MHz.
Model 8750/34, 960-1.3 GHz.
Model 1630
Load Termination : charge
Model 1640 EMR corp
Isolateurs Haute Puissance
Des isolateurs simple et double jonctions sont disponibles pour des puissances allant jusqu’à deux cent cinquante watts pour les gammes de fréquences de 72 MHz à 960 MHz.
Pour la gamme 88-108 MHz (radiodiffusion FM), EMR Corp. fournit des isolateurs simple jonction de 500 watts en cycle d’utilisation permanent, et des isolateurs haute puissance dans les applications de radiomessagerie dans les gammes 150-174, 450-470 et 928-932 MHz.
Des développements sur les modèles 1000 watts et plus sont poursuivis actuellement (janvier 1999).
Applications dans les systèmes
Les sites terrestres de radiocommunications mobiles ont été montés sur pratiquement tous les bâtiments de grande hauteur disponible, sur chaque sommet de colline ou de montagne ainsi que sur des pylônes érigés dans ce but. government and private ownership tends to limit this usage mainly due to aesthetic motives.
Il y a beaucoup d’autres emplacements enviables pour servir de sites distants, mais le gouvernement et la propriété privée tendent à limiter cet usage principalement en raison de motifs esthétiques.
Bien que le grand public, les entreprises et le gouvernement veulent profiter des avantages des radiocommunications de longue portée, les pylônes et les antennes sont perçus comme «laids» pour beaucoup d’environnementalistes.
Cela a contribué à créer une certaine surpopulation des sites radio existants à cause des nouveaux équipements fonctionnant sur de nouvelles fréquences et de nouvelles antennes.
Avec moins de canaux disponibles dans les bandes de radiocommunications habituelles, toutes les combinaisons imaginables de fréquences et de types de systèmes peuvent être trouvées quelque soit le site donné.
Figure 5
Légende : Transmitter « A » : émetteur A
Transmitter « B » : émetteur B
Receiver : récepteur
Frequency « B » mixes with the 2nd harmonic of frequency « A, » in TX « A » P. A. circuitry producing I. M. product.
La fréquence « B » se mélange avec la deuxième harmonique de la fréquence « A », dans l’étage d’amplification de l’émetteur « A » produisant un produit d’intermodulation (IM).
I. M. product is radiated and interferes with or « blocks » desired signals
Ce produit IM est rayonné et interfère avec les signaux souhaités ou les «bloque».
Coupled signal : signal couplé
How Transmitter signal can mix to generate Intermodulation Interference
Comment le signal de l’émetteur se mélange et génère des interférences d’intermodulation
Nous trouvons des sites avec quelques relais et d’autres qui en font fonctionner des centaines.
Généralement, après que les cinq ou six premiers relais soient installés sur un site donné sans planification adéquate du bon fonctionnement radio de ce site, nous sommes confrontés à certains brouillages.
Le bruit large bande d’un émetteur insuffisamment filtré causera très souvent une désensibilisation des récepteurs, la puissance de la porteuse émise « resserera » l’étage d’entrée du récepteur et des produits d’intermodulation donneront des performances imprévisibles, des «grincements», des «cris» et d’autres formes d’interférences qui ruinent des communications efficaces et paisibles.
La figure 5 montre comment les signaux provenant de deux émetteurs peuvent se mélanger pour générer des interférences d’intermodulation sur un récepteur proche.
Par exemple : étant donné un émetteur A à 461,725 MHz,un émetteur B à 463,815 MHz et un récepteur à 459,635 MHz.
A noter : la seconde harmonique de l’émetteur A est à 923,450 MHz.
Si nous lui soustrayons la fréquence de l’émetteur B, le résultat est 459,635 MHz, qui est la fréquence du récepteur.
Ceci s’appelle un produit d’intermodulation de « 3ème ordre ».
Nous nommons ces produits selon le nombre harmonique des fréquences constitutives impliquées dans le mélange, dans ce cas 2 fois A moins B.
D’autres harmoniques sont impliquées, comme 3A – 2B qui est la 3ème harmonique de A moins la seconde harmonique de B, etc.
Figure6
Légende : Coupling 40 dB: couplage 40 dB ; Coupling 30dB: couplage 30 dB
Ant.A Ant.B Ant.C ; Isolator : isolateur
Transmitter Receiver Transmitter : émetteur récepteur émetteur
How I.M. interference is reduced through using an isolator
Comment réduire l’intermodulation grâce à un isolateur
See text for explanations : voir le texte pour les explications
Desired transmitter signal : signal émission désiré
2nd Harmonic or Low Pass Filter : Filtre d’harmoniques 2 ou filtre passe-bas
Transmitter B signal is diverted to load termination by the isolator
Le signal de l’émetteur B est détourné dans la charge par l’isolateur.
Sur la figure 6 on voit une version plus développée montrant l’ajout d’un isolateur.
Si l’isolateur n’était pas placé dans la ligne d’émission de l’émetteur A, le signal du transmetteur B ne serait atténué que par le facteur de découplage d’antenne à antenne et les pertes en ligne de transmission.
Chaque section d’isolateur peut donner de 30 dB à 35 dB d’isolation.
Calcul des niveaux de signaux d’intermodulation
Supposons des émetteurs A et B, des antennes à 6 dB de «gain» (2) pour chaque antenne, et un récepteur à 0,2 microvolts (- 113 dBm) de sensibilité12 dB SINAD (3).
(2) Le « gain » d’antenne est en fait l’amélioration de la performance du signal pour les antennes à éléments multiples, améliorant le signal par la forme du faisceau rayonnant, exprimée en dB, par comparaison aux antennes dipôles.
(3) Il s’agit de la méthode retenue pour calculer la sensibilité des récepteurs dans les systèmes à bande FM étroite.
SINAD (Signal Input (plus) Noise and Distortion) signifie Signal d’entrée + Bruit + Distorsion/ Bruit + Distorsion.
On peut prendre en compte ces éléments pour aboutir aux niveaux de puissance des signaux.
Des mesures en « dBm » (dB par rapport au milli-watt) seront données pour montrer la puissance du signal et en « dB » pour indiquer les gains et les pertes.
Légende du tableau : Power Power : Puissance Puissance
Gain Loss : gain pertes
TX “A” Power, 100 w. ————–See Text—————
Emetteur A puissance 100 W —–Voir texte—–
Coax Line “A” Loss -2.0 dB
Pertes en ligne du coaxial A : – 2 dB
Antenna “A” Gain +6.0 dB : Gain de l’antenne A : + 6 dB
Antenna “B” Gain +6.0 dB : Gain de l’antenne B : + 6 dB
Coax Line “B” Loss -2.0 dB
Pertes en ligne du coaxial B : – 2 dB
TX “B” Power, 100 w. +50.0 dB : Puissance de l’émetteur B : 100 W, + 50 dB
Coupling Factor, Ant. “A” To Ant. “B”(4) 40.0 dB
Facteur de couplage de l’antenne A à l’antenne B (4) : 40 dB
(4) Il vaut mieux réaliser une mesure directe, on obtient cependant une estimation assez précise à partir d’abaques.
TX “A” conversion loss -10.0 dB : Pertes de conversion de l’émetteur A – 10 dB
Coax Line “B”, Loss -2.0 dB : Pertes en ligne du coaxial B : – 2 dB
Sub Totals: +62 dBm 56.0 dB
Sous-total : + 62 dBm 56 dB
Net signal power of I.M. Product: (+62 dBm–56 dB) = +6.0 dBm
Puissance nette du signal d’intermodulation : (+ 62 dBm-(-56 dB)) = + 6.0 dBm
Ceci indique le niveau du produit de 3ème ordre généré.
Pour obtenir une vue d’ensemble, nous pouvons compléter les comparaisons comme suit :
Légende du tableau : Power Power : Puissance Puissance
Gain Loss : Gain Pertes
Gain, RX Antenna +6 dB : Gain antenne réception + 6 dB
RX antenna line loss -2 dB : Pertes en ligne de l’antenne réception : – 2 dB
Coupling loss, Antenna A to Antenna B -55 dB
Pertes de coupage, antenne A à antenne B – 55 dB
Sum of gains & losses +6 dB-57 dB
Somme des gains et des pertes
Net Gain/Loss -51 dB
Gain/Pertes net : – 51 dB
Net signal power of the +6 dBm I.M. product will be reduced to: (+6 dBm–51 dBm) -45 dBm
La puissance nette du signal du produit d’intermodulation de + 6 dBm sera réduite de (+ 6 dBm – (-51 dB)) : – 45 dBm
Si l’on compare ce niveau à la sensibilité du récepteur, cela va nous dire combien d’isolement supplémentaire sera nécessaire pour supprimer totalement les produits I.M. :
Légende du tableau : Receiver Sensitivity @ squelch threshold -0.2 microvolt := -113 dBm
Sensibilité du récepteur au seuil de squelch à – 0,2 microvolts : = – 113 dBm
I.M. Product signal level : = -45 dBm
Niveau du signal du produit d’intermodulation : = – 45 dBm
Il faudra ajouter 68 dB d’isolation supplémentaire au système pour amener les produits d’intermodulation en dessous de la sensibilité du récepteur.
Nous avons découvert que les interférences d’intermodulation évoluent toujours dans le temps et en général empirent. Pour cette raison, nous ajouterions au moins 10 dB d’isolation au nombre obtenu par calcul pour prendre « de la marge ».
Dans le cas étudié, nous envisagerions ajouter 80 dB d’isolation au système.
Où les produits d’intermodulation sont en fait générés
En regardant de nouveau la figure 6, on note que l’interférence est due à la 2ème harmonique de l’émetteur « A » se mélangeant avec la fréquence fondamentale de l’émetteur « B » pour donner le produit d’intermodulation.
Dans ce cas, le mélange fautif a lieu dans les transistors de sortie de l’étage d’amplification de puissance de l’émetteur « A », où l’énergie des harmoniques est forte.
Ce niveau d’énergie des harmoniques dépendra, comme suggéré plus tôt, des composants utilisés, de la conception des circuits et de facteurs similaires.
Tous les émetteurs homologués par la FCC* doivent présenter un filtrage passe-bas suffisant pour ramener toutes les harmoniques à un niveau d’au moins 80 dB en dessous de la sortie de la porteuse, ce qu’on peut accomplir grâce à un filtre passe-bas à plusieurs sections.
De tels filtres offrent une réjection suffisante pour répondre aux exigences de la FCC concernant l’harmonique 2 et au-delà.
*Federal Communications Commission : la Commission fédérale des communications, agence indépendante du gouvernement des États-Unis créée par le Congrès américain en 1934 (ndlt)
Mais, étant donné que la seconde porteuse qui peut participer au mélange se situe dans la bande passante du filtre, elle sera reconduite dans le filtre passe-bas puis dans le circuit d’amplification avec juste un petit peu d’atténuation. A ce moment-là, elle pourra alors se mélanger et produire les interférences I.M.
Comme indiqué précédemment, le niveau du signal IM en résultant sera inférieur au signal couplé (émetteur B) en fonction de la perte de conversion de cet amplificateur particulier.
Le produit d’intermodulation en résultant, étant dans la bande, sera conduit à l’antenne émettrice et rayonné par cette dernière. Le mélange, dans ce cas, a lieu dans l’étage de l’amplificateur de puissance de l’émetteur « A ».
Les deux émetteurs doivent être actifs pour fournir les fréquences qui peuvent se mélanger.
Parvenir à se procurer les isolations nécessaires aux systèmes
Dans l’exemple précédent, nous avons constaté avoir besoin de 80 dB d’isolation de plus dans le système pour réduire le niveau des produits d’intermodulation de façon sûre en dessous du seuil de squelch du récepteur.
Nous pouvons utiliser plusieurs moyens pour y parvenir :
1. Placer un isolateur à sections multiples procurant 80 dB ou plus d’isolation entre l’émetteur « A » et sa ligne d’alimentation d’antenne.
C’est l’une des meilleures façons de contrôler le problème.
2. Assurer un découplage supplémentaire entre les fréquences problèmatiques grâce à des cavités résonatrices de type passe-bande ou de type passe-reject.
3. Changez les positions relatives de l’antenne pour obtenir un découplage supplémentaire.
4. Réaliser une combinaison appropriée des trois moyens qui précèdent pour assurer autant d’isolation que nécessaire et résoudre le problème.
Il est recommandé d’utiliser toute combinaison de composants qui permettront d’atteindre le résultat souhaité avec le moins de puissance du signal perdue en raison des pertes de filtrage.
Autres sources de produits d’intermodulation (IM)
Tout composant électriquement non-linéaire peut provoquer des interférences d’intermodulation (IM).
Les oxydes ou sulfures de certains métaux peuvent présenter des caractéristiques de semi-conducteurs.
Nous avons trouvé des charnières de porte rouillées,des solins de toiture oxydés, des pylônes et des haubans rouillés, des câbles abandonnés, du câblage et autre matériel sur le sol autour d’un site, des mises à la terre incorrectes et d’autres sources de mélange qui ont pu causer des interférences d’intermodulation (IM).
En règle générale, les isolateurs ne pourront pas apporter de secours dans ces cas-là.
On doit d’abord trouver la(es) raisons) du mélange et la(es) corriger.
Un bon entretien et une bonne tenue du site contribueront grandement à la prévention de tels problèmes.
La plupart des sites majeurs disposent aujourd’hui d’associations d’utilisateurs qui inspectent les sites de façon programmée et s’occupent d’assurer son entretien dans de bonnes conditions.
A propos des cavités résonatrices (5)
(5) Lire « Méthodes de réglage des cavités résonatrices selon l’application », à la page 54 de cette publication.
Les cavités résonattrices sont un autre des outils importants utilisé dans le contrôle des interférences.
La cavité résonatrice est constituée d’un résonateur en forme de tige, réglable en longueur, analogue à une antenne 1/4 ou 3/4 d’onde. Il est logé dans un boîtier approprié.
La forme du boîtier peut être carrée, ronde, triangulaire ou de forme irrégulière et
son volume ainsi que le matériau le composant déterminent au premier chef la performance attendue dans une plage de fréquences particulière et pour un facteur de pertes de couplage donné.
La plupart du temps, on choisit de l’aluminium pour le corps de cavité, car il est facile d’accès et car il est facilement adaptable.
Parfois on utilise du cuivre ou du laiton pour l’enveloppe extérieure de la cavité et en général aussi pour le résonateur et les boucles, ceux-ci étant généralement plaqués d’argent afin de minimiser les pertes dues à l’effet de peau.
Dans la plupart des cavités résonatrices on trouve une tige de réglage en fréquences en INVAR, alliage ayant un rapport expansion/contraction proche de zéro lors des changements de température.
Pour une utilisation passe-bande, deux boucles sont placées du côté du réglage de la cavité, à l’opposé l’une de l’autre et de chaque côté de la tige résonatrice, de telle sorte que l’une des boucles couple l’énergie RF dans la cavité et l’autre couple l’énergie en dehors de la cavité.
Souvent, les boucles peuvent pivoter, permettant un ajustement commode du facteur de couplage.
La sélectivité d’une cavité passe-bande par opposition au facteur de pertes de couplage repose sur le volume du corps de la cavité et sur la conductivité de surface RF des matériaux utilisés.
Pour une utilisation en passe-reject, on se sert souvent d’une seule boucle avec une série de condensateurs qui régleront la boucle, ce qui en fera un piège pour rejeter les fréquences indésirables.
Plus le « Q » de la cavité est élevé, par exemple plus le volume est grand, plus pointue sera la réjection à un facteur de « coupage de couplage » donné, et plus grande sera la capacité à couper au plus proche en fréquence de la bande passante voulue.
La figure 7 montre une coupe transversale d’une cavité résonatrice passe-bande typique avec le descriptif des différents éléments la constituant.
La compensation thermique est obtenue par l’emplacement du point fixe de la tige Invar.
Les micro-mouvements de l’élément de réglage en fréquences (la tige) sur de nombreuses années de changements de température peuvent provoquer l’usure de la « bague» située entre les segments fixes et mobiles de la tige, usure traversant son placage en argent.
Figure 7
Légende : Adjusting Knob : Bouton de réglage
Invar Tuning Rod : Tige de réglage Invar
Adjustable Coupling Loop (typical) : Boucle de couplage ajustable (typique)
Sizes vary according to band segment involved.
Les tailles varient en fonction du segment de bande en cause.
Type N Connectors : Connecteurs N
Adjustable Element Section
Section libre pour permettre l’ajustement en fréquence de la tige
Finger stock fastened to fixed element, providing contact with the moving element when tuning knob is turned.
Bague fixée à l’élément fixe, faisant contact avec l’élément mobile lorsqu’on tourne le bouton de réglage.
Compression set nut
Ensemble : écrou de compression
Fixed Element Section : Section de l’élément fixe
Cavity body – May be round, square or irregular in shape
Corps de la cavité qui peut être ronde, carrée ou de forme irrégulière
Cavity Cross Section : Figure 7 Coupe transversale de la cavité
Des différences dans la résistance de contact se soldent souvent par des cavités instables, bruyantes.
Dans la plupart des cas, on se rend compte que d’un point de vue financier, cela ne vaut pas le coût de démonter les vieilles cavités et de refaire le placage des éléments en question.
Ensembles isolateur-cavité
Quand un certain nombre d’antennes émission doivent être rapprochées sur un plan horizontal, un ensemble cavité passe-bande et isolateur double peut apporter beaucoup de rejection de signal sur une assez large bande de fréquences.
De plus, l’isolateur permettra à l’amplificateur émission de « voir » une charge d’impédance 50 ohms.
Ceci favorise la linéarité de l’amplificateur de puissance et sa stabilité.
Figure 8
Légende : Transmitter : émetteur
Dual Isolator : isolateur double
To Antenna : vers l’antenne
« Isocav » : « Isocav »
The combination of a dual isolator and a band pass cavity resonator.
L’ensemble isolateur double et cavité résonatrice passe-bande.
Band pass Cavity Resonator : cavité résonatrice passe-bande
La figure 8 montre l’agencement de l’ensemble isolateur double et cavité résonatrice passe-bande situé entre la sortie de l’émetteur et la ligne d’alimentation de l’antenne.
Notons que l’isolateur est alimenté par l’émetteur et la sortie de l’isolateur alimente la cavité résonatrice.
Les raisons de cette disposition seront expliquées plus tard.
Figure 9
Légende : Frequency, MHz : Fréquence, MHz.
Les caractéristiques obtenues ont été tracées sous analyseur, centrées sur 470 MHz tel que présenté dans la figure 9.
La courbe n ° 1 montre la réponse de la cavité résonatrice passe-bande réglée à 1 dB de pertes de couplage.
La courbe n ° 2 représente la courbe de l’isolateur à une seule jonction.
La courbe n ° 3 montre la réponse en terme d’isolation d’un isolateur double.
La courbe n ° 4 est la courbe de réponse n ° 1 et de la n ° 2, montrant 37 à 46 dB d’isolation sur un segment du spectre de 60 MHz.
La courbe n° 5 figure la courbe n° 1 et la courbe n° 3, où l’on voit de 75 à 80 dB d’isolation sur une largeur de 60 MHz.
Avec une cavité correcte, on pourra réaliser des ajustements de couplage de plus de 80 dB d’isolation avec moins de 1,5 dB de pertes d’insertion globales par l’emploi de cet ensemble de filtrage sur une plage de fréquences similaire.
EMR Corp. fournit ces ensembles en tant qu’ « Iso-Cav » pour toutes les bandes de fréquences des radiocommunications terrestres mobiles connues et pour des émetteurs dont la puissance va jusqu’à 500 watts.
Conseils et mises en garde dans l’usage des isolateurs
Tous les composants électriques ou électroniques possèdent des limites.
Les isolateurs sont conçus et fabriqués pour des applications spécifiques dans lesquelles ils offrent des avantages exceptionnels.
Pourtant, nous rencontrons un étonnant manque de compréhension ou de sensibilité en ce qui concerne la question de savoir pourquoi et comment on doit les utiliser sur le terrain pour en tirer le meilleur profit avec une fiabilité maximale.
Examinons diverses considérations les concernant, leurs avantages et leurs limites.
Puissance d’entrée et Cycle d’utilisation
Les isolateurs sont conçus et vendus pour respecter la puissance de système donnée et pour fonctionner au cycle d’utilisation de l’émetteur spécifié.
Il ya vingt ans ou plus*, la grande majorité des systèmes fonctionnaient et se répartissaient en systèmes simplex ou semi-duplex dans lesquels les cycles d’utilisation dépassaient rarement, sinon jamais 25% en dehors des émetteurs de radiomessagerie et des anciens émetteurs« IMTS ».
*La présente brochure date de 1999 (ndlt)
Le tournant de l’industrie vers un interfaçage entre les réseaux filaires et les réseaux radioélectriques à ressources partagées (TRUNK) a abouti à des cycles d’utilisation pouvant atteindre 100% dans des journées habituelles, par exemple de 7 heures du matin à 19 heures.
Bien que de nombreux isolateurs aient initialement été conçus pour un cycle d’utilisation intermittent (en marche une minute suivi de quatre minutes sans fonctionnement) la majorité des systèmes modernes exigent maintenant 100% de fonctionnement continu sans dégradation des performances.
Astuce n° 1 : s’assurer que l’isolateur choisi est capable de la performance requise pour le cycle d’utilisation du système concerné.
Effets de la température sur les isolateurs
Les composants ferrite et magnétique utilisés dans les isolateurs sont par nature un peu instable en ce qui concerne les caractéristiques de performance sur les différentes plages de température.
Lorsque la température augmente, les ferrites deviennent en effet meilleures, mais pour les aimants ce n’est pas le cas, ils deviennent moins bons.
Ces changements de caractéristiques ne sont pas égaux et/ou opposés pas plus qu’ils ne changent linéairement sur de relativement larges écarts de température.
Les grenats ferrite sont composés de certains éléments de base plutôt rares et exotiques, tels que le fer yttrium. On les « dope » avec divers éléments comme le calcium, le vanadium, le gadolimium et d’autres encore pour qu’ils délivrent la meilleure performance électrique ainsi que les meilleures caractéristiques de température.
Les aimants à base de céramique sont composés de beaucoup de métaux de base tels que le fer, le nickel, le baryum, le strontium et d’autres éléments sélectionnés.
Lorsqu’il arrive que l’isolateur soit installé dans des endroits où de grands écarts de température ambiante peuvent survenir, alors on doit élaborer des moyens pour compenser les caractéristiques de température des éléments de base de sa composition et le comportement thermique de l’assemblage mécanique de l’ensemble.
Diverses pièces d’alliage de métaux spéciaux présentant une variation de conductivité magnétique ou des ferrites spéciales thermosensibles peuvent alors être utilisées en tant que composants de réglage de correction de température.
En cas de cycles d’utilisation prolongés et de température ambiante élevée, on doit prêter attention au comportement de tous les matériaux utilisés si l’on veut des performances stables.
Des dissipateurs de chaleur externes et des ventilateurs de refroidissement peuvent étendre de manière significative la portée de la performance des isolateurs en cycle d’utilisation moyen.
Grâce à l’utilisation du refroidissement par air forcé, un isolateur peut être exploité à des cycles d’utilisation prolongés, même dans des conditions de température ambiantes élevées.
Astuce n° 2 : s’assurer que l’isolateur sélectionné va gérer la puissance appliquée au plus haut cycle d’utilisation prévu et qu’il restera stable sur la gamme de température prévue.
Taille des charges bouchons
Plus tôt dans ce bulletin nous avons abordé le sujet de la détermination du niveau de dissipation de chaleur requis dans les charges des isolateurs.
Etant donné que la charge à chaque port « de charge » doit dissiper toute la puissance distribuée sous forme de chaleur, il faut déterminer le montant maximum de puissance à dissiper dans chaque application.
Les éléments de résistance diélectrique sèche sont en gros fabriqués à partir de béryllium en forme de carrés ou de tiges ; du carbone est déposé sur le béryllium dans des quantités permettant l’obtention des valeurs de résistance nécessaires pouvant supporter les courants et les tensions associées à une dissipation de puissance maximale.
Pour être efficaces, les éléments de la résistance doivent être fixés à un dissipateur de chaleur ayant une superficie suffisante pour émettre la chaleur loin dans l’atmosphère.
Nous utilisons des charges de puissance nominale entre 0,5 et 500 watts de façon à répondre aux applications sans fil d’aujourd’hui.
Pour l’utilisation d’un spécimen d’isolateur double de puissance moyenne auquel on aura appliqué 100 watts de puissance et dont le cycle d’utilisation serait continu, nous édicterons les règles suivantes :
¤ La charge située sur la section d’entrée de l’isolateur ne devra pas être prévue pour moins de 20 % de la puissance d’entrée de l’isolateur.
Ceci permettra normalement la plus grande dissipation de puissance dans les cas où l’émetteur serait décalé ou bien en cas de mauvaise longueur de câble coaxial entre la sortie de l’émetteur et l’entrée de l’isolateur.
¤ D’une manière générale, la charge de la section de sortie de l’isolateur doit supporter au moins 50 % de la puissance d’entrée de l’isolateur.
Si jamais des niveaux élevés de puissance sont réfléchis à cause du givrage de l’antenne ou de la défaillance de l’antenne ou des coaxiaux, alors la charge doit supporter de 75% à 85% de la puissance d’entrée à l’isolateur, selon l’application.
Pour examiner les raisons de ces choix, considérons les points suivants :
Légende du tableau : Medium Power Dual Isolator Input Port : Port d’entrée d’un isolateur double de moyenne puissance
With 100 watts of power applied at input: Avec 100 watts de puissance appliquée à l’entrée :
– Insertion loss, 1st junction, 0.2 dB 4.4 watts
– Pertes d’insertion de la première section : 0,2 dB, soit 4,4 watts
– Power circulated to input load port with 2:1 VSWR mismatch at input port 19.25 watts
– Puissance distribuée au port d’entrée de la charge avec 2 : 1 d’inadéquation en ROS au port d’entrée : 19,25 watts
– Max. power reflected from input of second section (based on 26 dB return loss at conjunctive match) 5.0 watts
– Puissance maximum réfléchie depuis l’entrée de la deuxième section (basée sur 26 dB de pertes retour à l’adaptation d’impédance conjointe) : 5 watts
___________________________________
Total 28.65 watts Total : 28,65 watts
Nous attribuerons donc la puissance juste supérieure pour la charge située à ce port : le modèle 30 watts d’EMR Corp.
Pour la charge située sur port de sortie d’un isolateur double de puissance moyenne de 100 watts, nous trouvons :
Légende du tableau : Medium Power Dual Isolator Output Port: Port d’entrée d’un isolateur double de moyenne puissance
With 100 watts of power applied at input: Avec 100 watts de puissance appliquée à l’entrée :
– Insertion loss, per junction, 0.2 dB two junctions Loss:
– Pertes d’insertion par jonction : 0,2 dB ; deux jonctions Pertes : – 8,8 watts
– Max. power reflected from antenna system @ 3:1 VSWR : 70 watts
– Puissance maximum réfléchie à partir de l’antenne @ 3 : 1 de ROS : 70 watts
– Path loss, circulated from outputport to load port, 0.2 dB (4 watts)
– Pertes en ligne, depuis le port de sortie jusqu’au port de la charge : 0,2 dB : 4 watts
_______________________________
Total (70 – 12.8) = 57.20 watts Total : 70 – 12,8 = 57,20 watts
Une charge de 60 watts serait utilisée ici, cependant, s’il y avait des chances que du givre sur l’antenne ait déréglé le système d’antenne, alors une charge de 75 watts résisterait probablement dans les conditions les plus défavorables.
Astuce n° 3 : Il convient de prévoir les pires conditions présentes sur le site lors du choix des puissances des charges de l’isolateur.
Emplacement des isolateurs
A EMR Corp., nous avons développé notre gamme complète de produits en y incluant les « Iso-panels » et les combiners d’émission, qui tous emploient les isolateurs comme éléments clé.
Nous les avons fabriqués aussi compacts que possible, compatibles avec un accès aux connecteurs d’entrée et de sortie, avec la meilleure performance électrique et une gestion appropriée de la chaleur.
Dans toutes ces conceptions, la protection de l’isolateur a été mûrement réfléchie.
Voici quelques autres conseils concernant l’emplacement des isolateurs :
Ne pas monter les isolateurs en plein air et sans protection.
Sauf pour des modèles très particuliers, les isolateurs sont conçus uniquement pour une installation intérieure protégée.
Ne pas accrocher simplement un isolateur par ses connecteurs, sur le dos d’un émetteur ou sur un filtre à cavité.
L’isolateur ne serait probablement pas adapté correctement au circuit et si on le montait de cette façon, ses connecteurs seraient endommagés ou encore il serait rendu vulnérable à d’autres atteintes à cause de chocs ou de tension sur les câbles.
Ne pas monter un isolateur sur ou près de ventilateurs motorisés ou de transformateurs de puissance.
Même si les isolateurs sont blindés au niveau magnétique, un champ alternatif fort peut affecter ses caractéristiques et même démagnétiser les aimants fixes internes, causant un déréglage en fréquences total.
Ne pas monter un isolateur sans que suffisamment d’air frais l’entoure, lui et ses charges.
On doit laisser la température de la pièce circuler librement autour de l’appareil pour lui permettre de refroidir correctement.
Ne pas tenter de « peaufiner » le réglage en fréquences des condensateurs à moins d’en comprendre le fonctionnement et à moins d’avoir l’équipement de test adéquat.
Demander la brochure EMR : le réglage des isolateurs sur le terrain
Plus d’infos sur les étages d’amplification des émetteurs
Plus tôt dans ce bulletin nous avons mentionné qu’un isolateur fournira une charge correcte pour l’étage d’amplification de l’émetteur, contribuant à un fonctionnement plus efficace et à une meilleure stabilité.
Cependant, un isolateur ne peut pas servir à corriger les changements d’impédance de sortie de l’amplificateur par la simple opération de ses paramètres de fonctionnement.
Les concepteurs d’amplificateurs à semi-conducteurs doivent s’arranger avec les caractéristiques des composants disponibles par rapport à la classe de l’amplificateur voulu.
Si un étage d’amplification est conçu pour produire un niveau de sortie de puissance donné, par exemple 100 watts, l’ingénieur de conception va s’arranger pour que les éléments du circuit fournissent une impédance de sortie de 50 Ω au port de sortie et à la puissance de sortie prévue.
Étant donné que les équipements actifs fonctionnent généralement en mode « classe C » et que le gain de l’étage est fixe, la puissance de sortie est déterminée par le niveau de puissance impulsée aux transistors ou aux transistors FET utilisés.
En l’absence d’excitation, ces étages extraient peu ou pas de courant et consomment très peu d’énergie de la source d’alimentation.
Lorsque la puissance conduite est plus basse que la puissance de sortie désirée, le courant issu de la source d’alimentation est plus faible, résultant en un déplacement dynamique de l’impédance à des valeurs plus élevées.
Inversement, si vous essayez de tirer plus de puissance que celle prévue par la conception de l’étage d’amplification et que vous obtenez par exemple 125 watts, alors son impédance de sortie sera plus basse et ses composants seront mis indûment sous contrainte.
Dans les deux cas, l’impédance de l’amplificateur ne correspondra plus aux 50 Ω de l’isolateur, ce qui a comme effet la réflexion d’un peu de puissance vers l’étage d’amplification du circuit, entraînant parfois la formation de signaux parasites.
La leçon, ici, est que vous devriez toujours choisir un amplificateur conçu pour le niveau de puissance dans lequel vous avez l’intention de le faire fonctionner dans votre système.
Ne pas l’utiliser à un niveau supérieur à 5 % de la puissance nominale à laquelle il a été conçu.
Une indication de la désadaptation de l’impédance de l’étage d’amplification sera le réchauffement de la charge d’entrée de l’isolateur.
Cela peut être encore aggravé par la longueur hasardeuse du câble qui pourrait amplifier la désadaptation due à des effets de transformation linéaire.
Nous avons une solution pour cela cependant, sous la forme d’un petit appareil que nous appelons une « Adaptateur de Ligne ».
D’autres personnes appellent un dispositif similaire « adapteteur d’impédance », ou « adaptateur-micro », ou « Z-matchers », etc…
La figure 10 montre un adaptateur de ligne EMR Corp. ainsi que son schéma de réseau en « Pi ».
Figure 10
Légende : Input Output : Entrée Sortie
Tuning Capacitors Condensateurs de réglageInput Output Inductor
Inductor : Inducteur
Typical Line Matcher Showing (top) Physical unit and (bottom) electrical circuit arrangement
Adaptateur de ligne typique montrant l’unité physique (en haut) et le circuit électrique(en bas)
Le meilleur emplacement pour l’adaptateur de ligne est situé juste à la sortie de l’étage d’amplification avec une longueur de câble vers l’isolateur.
La meilleure façon de régler l’adaptateur est de placer un wattmètre entre la sortie de l’isolateur et une antenne ou une charge bouchon, puis d’ajuster en alternance les condensateurs d’accord de l’adaptateur pour une puissance maximale de puissance émise.
La meilleure adaptation avec l’étage de sortie de l’amplificateur est trouvée lorsque la puissance maximale est conduite vers l’entrée de l’isolateur.
La configuration en réseau « PI » de l’adaptateur de ligne vous permet de trouver l’adaptation la plus acceptable.
Habituellement, la plupart des longueurs de câble peuvent être « réglées en fréquences » de cette façon, cependant il peut arriver qu’une longueur se trouve impossible à régler.
Dans ce cas, vous devez soit allonger soit raccourcir le câble d’environ 1/4 de longueur d’onde au centre de la bande de fréquences utile.
Suppression des harmoniques de l’isolateur
On peut trouver de faibles harmoniques de la fréquence du signal d’entrée de l’isolateur à la sortie du composant.
On pense que ce phénomène résulte d’impuretés mineures dans le matériau ferrite.
On peut cependant les mesurer, et le pire des cas que nous ayons trouvé est de 52 dB au-dessous du niveau de la porteuse à la sortie de l’isolateur.
La troisième harmonique et les harmoniques d’ordre supérieur sont présentes, mais à au moins 95 dB en dessous et généralement à plus de 100 dB.
Avec deux ou plusieurs porteuses simultanément induites au port d’entrée de l’isolateur, des produits d’intermodulation aussi forts que 65 dB en dessous de la plus faible des deux porteuses ont été mesurés, ce qui suggère un effet de perte de conversion de 10 à 12 dB.
Nous en concluons qu’au moins 40 dB de suppression de la seconde harmonique sera suffisant pour se préserver de tous les produits d’intermodulation à au moins 100 dB de moins.
Le filtre d’harmonique 2, représenté sur la figure 11, convient bien à ce besoin et constitue une solution simple et relativement peu coûteuse à ce problème.
Figure 11
Légende : Input Output : Entrée Sortie
Matching Inductor : Inducteur d’adaptation d’impédance
Series Tuned Trap : Trappe réglée en série
Input Output : Entrée Sortie
Notch Setting : Réglage de la réjection
Typical 2nd Harmonic Filter : Filtre d’harmonique 2 typique
Showing (top) Physical unit and (bottom) electrical circuit arrangement
Montrant l’unité physique (en haut) et la disposition du circuit électrique (en bas)
Lorsque le summum de protection est souhaité, y compris le rejet de toutes les harmoniques et des signaux parasites, l’utilisation d’un filtre passe-bas comme le montre la Figure 12 est recommandé.
Figure 12
Légende : Tuning Adjustments Inductors : Inducteurs d’ajustement en fréquence
Internal Shield Input Output : Blindage interne Entrée Sortie
Typical 7 Pole Low Pass Filter : Filtre passe-bas Typique à 7 Pôles
Showing Physical arrangement and electrical circuit details.
Montrant la disposition physique et les détails des circuits.
Les réponses des deux types de filtres sont présentées figure 13 sous forme de graphiques. A noter : les filtres utilisés fonctionnent en 400 – 470 MHz.
La courbe n ° 1 est la réponse du filtre d’harmoniques 2. Notez que l’on obtient 40 dB de réjection ou mieux.
La courbe n ° 2 représente les pertes retour du filtre basées sur l’échelle de référence du milieu de l’affichage de l’analyseur. Cela correspond à un ROS de 1,02 : 1.
La courbe n ° 3 est la réponse du filtre passe-bas.
Notez qu’il atteint 60 dB, à un peu moins de 800 MHz jusqu’à plus de 1,2 GHz.
La courbe n ° 4 représente les pertes retour du filtre passe-bas, indiquant 26 dB ou mieux de pertes retour, soit un ROS de 1,1 : 1 ou mieux.
Figure 13
Légende : Frequency, GHz : Fréquences, GHz.
Comparative responses of 2nd harmonic and low pass filters.
Réponses comparatives du filtre d’harmoniques 2 et du filtre passe-bas.
See text for explanation of these curves
Voir le texte pour l’explication de ces courbes.
Remarques diverses :
Ce qui suit rassemble divers sujets avec des commentaires appropriés :
Cavités Passe-Bande et Passe-Reject :
On a vu plus avant qu’une cavité passe-bande placée à la suite d’un isolateur fournira au moins 40 dB de rejet de l’harmonique 2.
Une cavité passe-reject (passe-notch) comme on les connaît dans les duplexeurs d’antennes VHF et UHF les plus courants ne fournira que peu ou pas d’atténuation des harmoniques et pourraient ainsi nécessiter un filtre d’harmoniques 2 ou un filtre passe-bas à la sortie de l’isolateur.
Les isolateurs en tant que filtres passe-bande :
Ne pas tenter d’utiliser un isolateur en tant que filtre passe-bande : la réponse hors bande peut être très large et irrégulière.
Rappelez-vous, les isolateurs sont utilisés pour fournir la réjection des signaux couplés ou réfléchis provenant des autres amplificateurs de puissance aux alentours.
Emetteurs multi-fréquences :
Quand un émetteur à fréquences multiples est utilisé, il faut choisir un isolateur ayant une bande passante suffisante pour la gamme de fréquences des canaux en jeu ainsi qu’un filtre passe-bas.
On peut se procurer davantage d’isolation large bande par un filtre passe-bande, selon les besoins.
Les isolateurs en tant que commutateurs Emetteur/Récepteur :
Souvent, on nous demande si un isolateur fonctionnera comme un duplexeur ou comme un commutateur émission/réception.
A une puissance extrêmement faible et dans certaines applications de systèmes hyper-fréquences, faire ainsi peut être couronné de succès, mais à des fréquences inférieures (en dessous de 1 GHz) et pour des systèmes de plus d’un watt environ, 20 à 35 dB seront rarement suffisants pour offrir une protection au récepteur du bruit de l’émetteur ni pour le protéger de la porteuse.
Utilisation des isolateurs dans les systèmes numériques :
On réalise la plupart des liaisons numériques sans fil par une sorte de transmission d’un flux de bits de voix et/ou de data en modifiant la phase, l’amplitude, la position relative ou tout autre moyen de traitement de l’information.
Une chaîne de bits donnée peut dériver en plusieurs canaux d’information, mais se compose toujours d’une seule chaîne de bits se produisant à un taux de transmission relativement élevé et à une fréquence radio donnée.
Les isolateurs sont suffisamment linéaires pour répondre aux besoins de ces applications, ceci étant, on doit tenir compte de l’effet du déphasage lorsqu’il s’agit de systèmes cohérents.
En outre, à l’instar des types de canaux utilisés en « analogique », à partir du moment où des canaux distincts sont obtenus, on peut coupler certains d’entre eux à des antennes communes par les techniques de couplage d’émetteurs plus ou moins courantes.
Comme dans les systèmes analogiques, il ne faut pas essayer d’utiliser un isolateur lorsque plus d’un ensemble de bits est transmis sur des fréquences distinctes.
Utilisation des systèmes analogiques et numériques sur des sites communs :
Actuellement, de nombreux systèmes FM (analogiques) sont remplacés par des systèmes numériques, canal par canal.
Il en est résulté un mélange des deux types de systèmes sur la plupart des sites et dans certains cas cela a donné lieu à de nouveaux problèmes.
Les bits numériques peuvent hétérodyner avec les porteuses analogiques et produire ce qu’on pourrait appeler des « produits d’intermodulation numériques ».
De ce fait, un récepteur numérique peut subir des réceptions imprévisibles, provoquant la perte brutale de toute réception.
Dans les réseaux trunk ou dans d’autres systèmes numériques à accès contrôlé, on se sert de diverses séquences de synchronisation tel que « réessayez (retry) » ou « activez (hold open) » pour tenter de maîtriser ce problème.
Les « Intermodulations numériques » sonnent un peu comme du bruit lorsqu’elles sont présentes dans la bande passante d’un récepteur FM.
L’impact en est principalement la dégradation des systèmes analogiques en raison du niveau élevé effectif de bruit qui en résultera, réduisant de façon importante la sensibilité du récepteur.
Les intermodulations produites par deux ou plusieurs émetteurs analogiques qui pourraient tomber sur la fréquence d’un récepteur numérique aboutiront souvent à la déconnexion du système.
Par comparaison avec les sytèmes de modulation FM analogiques, la restitution audio enregistrée numériquement est plus claire et sans bruit, mais aura une portée moindre tant en mobile qu’en fixe, car l’analogique fournit des radiocommunications fonctionnelles sous des conditions en trajets multiples multi-chemin ou même en conditions extrêmes.
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Remerciements : ce bulletin est destiné à améliorer et à remplacer la brochure EMR Corp. du même titre, d’abord mise à disposition du public en mars 1988.
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